摘要 給出了PWM型直流變換器存在的主要問題和解決辦法，敘述了BiCMOS相移諧振PWM 控制器UCC3895的功能框圖、管腳功能以及由其控制的諧振型DC/DC功率變換器的工作原理。
關鍵字 PWM 控制器;諧振;DC/DC 變換器
0 引言
在PWM 型直流變換器中，功率開關管MOSFET在開通和關斷過程中，不僅承受一定的電壓，而且還承受一定的電流，因此，功率開關管在工作過程和開通、關斷過程中將產生導通損耗、開通損耗、關斷損耗和開關管結電容充放電損耗等。當變換器的工作頻率升高時，開通損耗、關斷損耗和開關管結電容充放電損耗都將隨著開關頻率的升高而增加，從而使變換器的效率降低。開關管在電壓不為零的條件下開通，且在電流不為零的條件下關斷稱為硬開關。在開通和關斷過程中，變換器電路中的寄生電感和電容將產生很大的尖峰電壓和浪涌電流，還可能產生較強的電磁干擾。采用諧振變換器后，可利用LC 諧振技術降低開關管開通和關斷過程中的di/dt和du/dt，在功率開關管開通時，使兩端電壓先下降到零，電流才開始上升（零電壓開通），在功率開關管關斷時，使電流先下降到零，兩端電壓才開始上升（零電流關斷），這樣可以使變換器的開關損耗大幅度減小，使開關頻率得以提高，從而使變換器中的變壓器和濾波元件的體積大大減小，這樣便可在保持變換器高效的前提下，大大提高變換器的功率密度。BiCMOS 相移諧振PWM控制器UCC3895 可用于驅動和控制諧振型直流變換器。
1 UCC3895控制器主要特點
UCC3895相移諧振PWM控制器適用于全橋變換器控制。它可以通過移動一個半橋對另一個半橋驅動脈沖的相位，實現恒定頻率、高效率零電壓轉換脈沖寬度調制。該器件既可用作電壓型控制，也可用作電流型控制。
UCC3895 采用零電壓開關脈寬調制技術，在高頻工作狀態下具有很高的效率。該器件中還具有獨立的過流保護電路，能夠實現快速故障保護。同時UCC3895 增強了控制邏輯能力、增加了自適應延時設定和關斷能力。由于該器件內裝BCDMOS，所以工作電流遠遠小于相應的雙極型控制器，工作頻率為500 kHz，工作電流只有5 mA，，在欠壓封鎖期間，工作電流只有150 滋A。軟啟動/軟關斷時間可以調整，最高工作頻率可達1MHz。
2 UCC3895 功能框圖和引腳功能
2.1 功能框圖
UCC3895的功能框圖如圖1所示。內部包括誤差放大器、PWM比較器、PWM 鎖存器、延時電路、輸出驅動電路、自適應延時設定比較器、欠壓封鎖比較器、基準電壓正常比較器、電流取樣比較器和過流比較器等。
2.2 引腳排列及功能
UCC3895 最常用的封裝形式有DIL - 20 和SOIC - 20封裝，封裝的引腳排列如圖2所示。各引腳的功能如下。
腳1 EAN為誤差放大器的反相輸入端。
腳2 EAOUT為誤差放大器的輸出端。在器件內部，該腳接在PWM比較器和空載比較器的同相輸入端，該腳電壓在器件內部被箝位在軟啟動電壓的數值上，當腳EAOUT電壓低于500 mV時，空載比較器關斷各輸出級電路;當EAOUT腳電壓高于600 mV時，空載比較器重新開通各輸出級電路。
腳3 RAMP為PWM比較器的反相輸入端。采用平均電流型控制時，該腳接振蕩器定時電容CT兩端電壓。采用峰值電流型控制時，該腳接電流取樣信號（加上斜率補償信號）。
腳4 REF 為5（1±2%）V 基準電壓。該電源不僅可為內部電路供電，還可為外部負載提供5 mA電流。在欠壓封鎖狀態下，基準電源關斷，在其他狀態下，基準電源正常供電。為使基準電源更加穩定，在腳REF到地之間接入0.1μF 的旁路電容。
腳5 GND 為除輸出級外，芯片內所有電路的接地端。
腳6 SYNC 為振蕩器的同步端。該腳為雙向控制腳，用作輸出腳時，腳SYNC 輸出與芯片內部時鐘完全相同的時鐘信號；用作輸入腳時，加到腳SYNC的信號將控制內部的振蕩器并作為芯片的時鐘信號。這種雙向控制功能可以保證多臺電源同步工作。同步信號也能使外接在腳CT的電容和腳RAMP的電容放電，該腳內部同步電路輸入電壓的范圍為1.9～2.1V。
腳7CT為振蕩器定時電容。振蕩器方框圖如圖3所示。內部的振蕩器以可調電流對CT充電。兩端的電壓波形是峰值為2.5V的鋸齒波。
腳8 RT為振蕩器定時電阻。在UCC3895中，外接的振蕩器定時電阻RT確定外接定時電容器的充電電流，從而決定振蕩器的工作頻率。RT的阻值一般在40～120 kΩ之間，軟啟動電容的充放電電流也由該電阻控制。
腳9、10 DELAB、DELCD 為各互補輸出端之間的延時調整。DELAB 可調整輸出端A和B之間的死區時間，DELCD可調整輸出端C和D之間的死區時間，該延時加到橋式變換器同一橋臂的兩個互補輸出脈沖之間。同時延遲時間可以選擇，在延遲時間內，外部功率轉換器可以實現諧振轉換。
腳11 ADS 為自適應延時設定。自適應延時設定電路如圖4所示。該腳設定最大和最小可調輸出延時死區時間的比率。當該腳接腳CS時，不產生延時；當該腳與地相接時，產生最長的延時。
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腳12 CS為電流取樣。該腳為電流取樣比較器的反相輸入端，也是過流保護比較器和ADS 放大器的同相輸入端。采用峰值電流型控制模式時，電流信號用于逐周限流，在具有次級輸出關斷門限的任何情況下，電流取樣信號還可以用于過流保護。出現過流故障時，輸出脈沖關斷，重新開始新的周期，這種功能稱為帶有完整軟啟動的“軟關斷”。
腳13、14、17、18 OUTA~OUTD為芯片內四個互補MOS驅動器的輸出端。每個輸出端的最大輸出電流為100 mA，用于驅動MOSFET。輸出端A 和B 完全互補，工作占空比可達50%，輸出端A 和B 驅動外接功率變換器的一個半橋電路，輸出端C 和D 驅動外接功率變換器的另一個半橋電路，輸出特性完全一樣，A 端和C 端輸出的脈沖具有一定的相移，B端和D端輸出的脈沖也具有一定的相移。
腳15 VDD為電源電壓端。腳VDD到地之間必須外接1.0μF以上的旁路電容。
腳16 PGND為輸出級接地端。為了消除模擬電路產生的輸出開關噪聲，該腳為輸出級的接地端，在應用過程中，該腳與腳5 GND必須接在一起。
腳19 SS/DISB為軟啟動/關斷端。關斷狀態發生在器件外部強制腳SS/DISB 的電壓低于0.5V，強制腳REF 的電壓低于4 V，或者當電源電壓VDD 低于欠壓封鎖門限電壓時，UCC3895都可以快速關斷。
當腳REF 的電壓低于4 V 或者在欠壓狀態下，腳SS/DISB 通過內部MOSFET開關管接地。當檢測到過流故障（CS≥2.5V）時，軟關斷過程開始，軟關斷過程將一直持續到腳SS/DISB電壓低于0.5 V。軟啟動狀態發生在當發生故障或關斷狀態消失后，電源電壓VDD高于啟動門限電壓，或者在軟關斷過程中腳SS/DISB電壓低于0.5 V時，腳SS/DISB 將轉入軟啟動狀態。腳SS/DISB外接的電阻和電容決定啟動的時間常數。
腳20 EAP為誤差放大器的同相輸入端。
3 應用電路
采用UCC3895 的相移諧振變換器簡化電路及工作波形如圖5和圖6所示。電阻RT和電容CT數值的大小決定內部振蕩器的工作頻率，振蕩器輸出時鐘脈沖(CLOCK)的波形如圖6所示。腳3外接電容C1的大小決定斜波電壓（RAMP）的斜率，UCC3895有四個輸出端，OUTA 和OUTB 端輸出的信號通過變壓器Tr1加到VTA和VTB的柵極，OUTC 和OUTD端輸出的信號通過變壓器Tr2 加到VTC和VTD 的柵極，各端輸出信號的波形如圖6所示。各脈沖之間的延遲時間由電阻R1和R2決定，分壓電阻R3和R4決定自適應延時設定腳的電壓，從而調整各路輸出信號之間的延遲時間。
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輸入的直流電壓VIN經電流互感器Tr4加到橋式變換器的輸入端，VTA、VTD 和VTC、VTB 在驅動信號的作用下交替導通，實現能量轉換，當VTA 和VTD導通時，輸入電壓VIN 經VTA、Tr3 和VTD構成通路，當VTC、VTB導通時，輸入電壓VIN經VTC、Tr3和VTB構成通路。Tr3次級上的交流電壓經二極管VD1、VD2整流后，再經L1、L2和C3濾波后輸出直流電壓VOUT。變換器輸出電壓經電阻R5和R6分壓后，再經光電耦合器VT1反饋到UCC3895的腳EAP，該電壓與器件內部的斜波電壓進行比較，調整PWM控制器輸出脈沖信號的寬度，從而穩定變換器輸出電壓VOUT，PWM控制信號波形如圖6所示。電流互感器Tr4對變換器的輸入電流進行取樣，該取樣信號加到UCC3895 的腳CS，利用該信號可以實現過流保護，當出現過流故障時，關斷輸出脈沖，重新開始新的周期。
在該電路中，諧振電路由MOSFET（VTA、VTB、VTC和VTD）的結電容和變壓器Tr3的漏電感組成，在工作過程中，MOSFET的結電容和變壓器Tr3的漏電感進行諧振，實現功率開關管的軟開通和軟關斷。
4 結語
由BiCMOS相移諧振PWM 控制器UCC3895 控制的諧振型直流變換器采用LC 諧振技術降低開關管導通過程中的du/dt 和di/dt，實現了功率開關管的零電壓開通和零電流關斷，這樣可以使變換器的開關損耗大幅度減小，開關頻率可達1MHz、2MHz 甚至高達10 MHz，從而使變換器中的變壓器和濾波元件的體積大大減小，因此，可在保持變換器高效的前提下，大大的提高了變換器的功率密度。
作者簡介：
賀寶財(1961-)，男，西安通信學院講師，主圖6 諧振型變換器的主要工作波形要從事電子電源和動力電源的教學和研究。
參考文獻：
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：鞏經理
：13915946763
：南京塞姆泵業有限公司
